? ? ? 在設(shè)計(jì)音叉液位開關(guān)的模擬采樣回路中，我們發(fā)現(xiàn)了電路振蕩Q點(diǎn)和音叉+壓電陶瓷組件的高階頻率階躍問題，此現(xiàn)象特別在音叉液位開關(guān)對(duì)高粘度介質(zhì)(如蜂蜜、蓖麻油、洗潔精等）時(shí)極其容易復(fù)現(xiàn)。本文主要針對(duì)此問題做出詳細(xì)分析，如何通過容性補(bǔ)償方法使得這一采樣鏈路Q值處于穩(wěn)定工作狀態(tài)。音叉液位開關(guān)模擬采樣回路采用的運(yùn)放型號(hào)為AD8544，下圖顯示了AD8544放大器的開環(huán)增益和相位響應(yīng)與頻率的關(guān)系。這是一款10MHz放大器，支持軌到軌輸出，并且只有4fA的偏置電流。主補(bǔ)償電路的-90°相位從大約1KHz達(dá)-90°開始，在約10KHZ時(shí)達(dá)到-135°，但在1MHz以上將越過-235°。

? ? ?在實(shí)際應(yīng)用中，由于額外的增益級(jí)和輸出級(jí)電路，所有放大器除了基本的主補(bǔ)償外，都還有高頻相位。典型的額外相位從大約GBF/10開始。 AD8544的內(nèi)部是一個(gè)多級(jí)放大器。其對(duì)數(shù)幅頻特性如下圖所示中的曲線①(實(shí)線)。對(duì)數(shù)幅頻特性曲線在零分貝以上的轉(zhuǎn)折點(diǎn)稱為極點(diǎn)。圖中，稱P1、P2點(diǎn)為極點(diǎn)。極點(diǎn)對(duì)應(yīng)的頻率稱為轉(zhuǎn)折頻率，如fp1,fp2,即頻率極點(diǎn)稱為主極點(diǎn)。在極點(diǎn)處，輸出信號(hào)比輸入信號(hào)相位滯后45°，幅頻特性曲線按-20dB/10倍頻程斜率變化，每十倍頻程輸出信號(hào)比輸入信號(hào)相位滯后90。極點(diǎn)越多，越容易自激，即越不穩(wěn)定。

? ? ?為使集成運(yùn)放工作穩(wěn)定，需進(jìn)行相位(頻率)補(bǔ)償。 按補(bǔ)償原理分滯后補(bǔ)償、超前補(bǔ)償及滯后一超前補(bǔ)償（去掉極點(diǎn)作用的基本方法是引入零點(diǎn)。）引入零點(diǎn)的位置為Ro，Ro上并聯(lián)電容Cs可為MOS輸入端引入一個(gè)零點(diǎn)zo。 但Ro是運(yùn)放內(nèi)部電阻，無(wú)法操作，因此在Ro后輸出級(jí)添加一只電阻Rs和并一只CS。想當(dāng)于阻容低通負(fù)載環(huán)路。滯后補(bǔ)償使主極點(diǎn)頻率，即放大器頻帶變窄。如補(bǔ)償后只有一個(gè)極點(diǎn)，則被稱為單極點(diǎn)。凡是使相移減小的補(bǔ)償即被稱為超前補(bǔ)償，超前補(bǔ)償使幅頻特性曲線出現(xiàn)零點(diǎn),即放大器頻帶變寬。在零點(diǎn)處輸出信號(hào)比輸入信號(hào)相位超前45°，幅頻特性曲線按+20dB/10倍頻程斜率變化。補(bǔ)償辦法是將零點(diǎn)與補(bǔ)償前的一個(gè)極點(diǎn)重合。削弱輸入分布電容影響的補(bǔ)償，將補(bǔ)償電容并在閉環(huán)放大器的外部反饋電阻上，使輸入信號(hào)在高頻時(shí)能直接耦合到輸出端，削弱輸入分布電容的影響，改善電路的高頻特性。 補(bǔ)償條件為：RF*CB=Rr*Cr 容性負(fù)載CL與運(yùn)放輸出電阻RD構(gòu)成滯后網(wǎng)絡(luò)。該滯后網(wǎng)絡(luò)與反饋網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)產(chǎn)生新的極點(diǎn)而引起電路過激勵(lì)。為此需要對(duì)容性負(fù)載進(jìn)行相位補(bǔ)償。補(bǔ)償電容CB與反饋電阻RF構(gòu)成超前補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，形成新的零點(diǎn)，新的零點(diǎn)抵消容性負(fù)載CL與集成運(yùn)放輸出電阻RD構(gòu)成新的極點(diǎn)，從而過激勵(lì)。 計(jì)算公式：CB=CL(RD+RL)/RF 按補(bǔ)償原理分滯后補(bǔ)償、超前補(bǔ)償及滯后一超前補(bǔ)償（去掉極點(diǎn)作用的基本方法是引入零點(diǎn)。）引入零點(diǎn)的位置為Ro，Ro上并聯(lián)電容Cs可為MOS輸入端引入一個(gè)零點(diǎn)zo。但Ro是運(yùn)放內(nèi)部電阻，無(wú)法操作，因此在Ro后輸出級(jí)添加一只電阻Rs和并一只CS。想當(dāng)于阻容低通負(fù)載環(huán)路。滯后補(bǔ)償使主極點(diǎn)頻率，即放大器頻帶變窄。如補(bǔ)償后只有一個(gè)極點(diǎn)，則被稱為單極點(diǎn)。凡是使相移減小的補(bǔ)償即被稱為超前補(bǔ)償，超前補(bǔ)償使幅頻特性曲線出現(xiàn)零點(diǎn),即放大器頻帶變寬。在零點(diǎn)處輸出信號(hào)比輸入信號(hào)相位超前45°，幅頻特性曲線按+20dB/10倍頻程斜率變化。補(bǔ)償辦法是將零點(diǎn)與補(bǔ)償前的一個(gè)極點(diǎn)重合。削弱輸入分布電容影響的補(bǔ)償，將補(bǔ)償電容并在閉環(huán)放大器的外部反饋電阻上，使輸入信號(hào)在高頻時(shí)能直接耦合到輸出端，削弱輸入分布電容的影響，改善電路的高頻特性。補(bǔ)償條件為：RF*CB=Rr*Cr容性負(fù)載CL與運(yùn)放輸出電阻RD構(gòu)成滯后網(wǎng)絡(luò)。該滯后網(wǎng)絡(luò)與反饋網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)產(chǎn)生新的極點(diǎn)而引起電路過激勵(lì)。為此需要對(duì)容性負(fù)載進(jìn)行相位補(bǔ)償。補(bǔ)償電容CB與反饋電阻RF構(gòu)成超前補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，形成新的零點(diǎn)，新的零點(diǎn)抵消容性負(fù)載CL與集成運(yùn)放輸出電阻RD構(gòu)成新的極點(diǎn)，從而過激勵(lì)。計(jì)算公式：CB=CL(RD+RL)/RF反饋網(wǎng)絡(luò)本身也可能引起振蕩。利用反饋網(wǎng)絡(luò)相位為–atan(f/1MHz)這個(gè)事實(shí)，我們可以估計(jì)環(huán)路360°將發(fā)生在約1MHz時(shí)，此時(shí)放大器的為-235°，反饋網(wǎng)絡(luò)為-55°。在這個(gè)相位和頻率點(diǎn)，放大器仍有20dB的增益，而分壓電阻增益是分壓電阻增益=0.1114or-17dB。放大器的20dB增益加上反饋網(wǎng)絡(luò)-17dB增益可以得出在0°相位處的環(huán)路增益為+3dB，電路會(huì)發(fā)生振蕩。因此必須減小與寄生電容一起發(fā)生作用的反饋電阻值（增加電位器阻值就是減小反饋網(wǎng)絡(luò)電阻值），使反饋極點(diǎn)遠(yuǎn)離環(huán)路的單位增益頻率。極點(diǎn)與GBF比值6倍以上。運(yùn)放輸入本身可能呈很大的容性，模擬Cpar。特別是低噪聲和低Vos放大器具有大的輸入晶體管，其輸入電容比其它放大器都要大，會(huì)加載它們的反饋網(wǎng)絡(luò)。?

? ? ? ?就像反饋電容可能侵蝕相位余量一樣，它也會(huì)加載電容。下圖顯下示了在一些增益設(shè)置條件下AD8544輸出阻抗與頻率的關(guān)系。注意，單位增益輸出阻抗要低于更高增益的阻抗。完整反饋允許開環(huán)增益減小放大器的固有輸出阻抗。這樣，下圖中增益為1的輸出阻抗一般要高出單位增益結(jié)果10倍。反饋衰減器會(huì)低環(huán)路增益使之到1/10值，否則會(huì)減小閉環(huán)輸出阻抗。開環(huán)輸出阻抗約750，從增益100曲線高頻區(qū)的平坦部分很容易看出來(lái)。在從大約增益帶頻率/100到增益帶寬頻率的這段區(qū)域中，基本上沒有足夠的環(huán)路增益可減小開環(huán)輸出阻抗。
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